ВВЕДЕНИЕ С учетом соотношения (1), а также равномерно- В настоящее время в ведомственные сети радиосвязи го распределения фазы сигнала на интервале [0; 2) активно внедряются помехозащищённые радиока- некогерентный корреляционный приём является налы декаметрового диапазона с псевдослучайной оптимальным способом приёма сигналов в декаме- перестройкой рабочей частоты (ППРЧ), предна- тровом радиоканале с медленными замираниями значенные для доведения информации до глобально [2]. Вычисление корреляционного интеграла в этом перемещающихся морских объектов. Среда распро- случае выполняется на временном интервале [0; T ]. sym странения радиоволн данного диапазона характери- Определить среднюю вероятность ошибки на сим- зуется статистически неоднородными физическими вол для декаметрового радиоканала, функционирую- параметрами. Априорные знания о распределениях щего в режиме ППРЧ, аналитическим способом воз- параметров положены в основу алгоритмов, реализо- можно на основе метода, предложенного в работах [3, ванных в радиоприёмных устройствах. Радиоканалы 4]. Диапазон частот, в котором выполняется ППРЧ дальней декаметровой связи характеризуются общи- FFF , может быть сегментирован на поддиапазоны с П ми и частотно-селективными интерференционными шириной полосы частот f . Необходимо сделать sc замираниями. Амплитудно-частотная (АЧХ) и фазо- допущение о равномерности( lр)аспределения параме- частотная характеристики (ФЧХ) таких каналов из- тров канала связи в полосе f . sc меняются с течением времени и являются случайны- (cid:9)F (cid:2)(cid:10)L (cid:9)f – ширинаа пол ( о l) сы частот, в которой ми величинами [1]. П sc l(cid:2)1 (l) Оценка вероятностно-временных и энергетиче- выполняется ППРЧ, равнаа сумме значений ширины ских характеристик декаметровых радиоканалов частотных полос поддиапазонов f . sc связи с ППРЧ строгими аналитическими способа- Учитывая, что вероятность выбора((l р)) абочей часто- ми может быть выполнена только в случае введения ты из поддиапазона f в пределах полосы пере- sc допущений и ограничений. Наиболее существенные стройки частоты FFF р(l)аспределена равномерно, П ограничения связаны с временными характеристи- среднюю вероятность ошибки на символ можно ками случайного процесса. Соотношение времени определить по формуле передачи одного информационного символа T и (cid:9)f времени корреляции случайного процесса  оп sym ре- P (cid:2)(cid:10)L P sc (l) , (2) деляется условием [2] corrr ser l(cid:2)1 ser (l) (cid:9)F П где P – вероятность ошибки на символ, опреде- T << . (1) ser sym corr ляемая(l )для каждого l-го поддиапазона,l1, 2, …, L. 14 ЭЛЕКТРОСВЯЗЬ |1|2025 СЕТИ И СИСТЕМЫ СВЯЗИ Оценка средней вероятности ошибки на символ Рисунок 1 для сигналов многопозиционной частотной телегра- Схема трёх фрагментов ЧВМ сигнала МПЧТ (M-FSK) с фии (МПЧТ, международное обозначение M-FSK), размером K =5 accum ортогональных в усиленном смысле, в канале связи с общими релеевскими замираниями, аддитивной гауссовой помехой и случайной фазой для схемы оптимального некогерентного демодулятора опре- деляется из выражения [2] P (cid:2) M(cid:10) (cid:7)1 (cid:4)(cid:7)1 (cid:5)i(cid:8)1C M i (cid:7)1, (3) ser (l) i(cid:2)1 1(cid:8)i(cid:8)ih 0 2 где P – средняя вероятность ошибкина символ ser МПЧТ(((l;)) M – число позиций многопозиционной ча- E стотной телеграфии; h2  s – усреднённое отноше- 0 N 0 ние сигнал/шум (на символ);E – энергия сигнала; s NNN – спектральная плотность мощности аддитивного 0 белого гауссова шума. Анализируя выражение (3), можно сделать вы- вод, что для достижения требуемых показателей достоверности необходимо увеличение отношения сигнал/шум пропорционально росту показательной информационный символ передаётся, повторя- функции. Такой подход не всегда оправдан, напри- ясь K раз, соответствующим символом сигнала accum мер, для случая интерференционных замираний. МПЧТ длительностью TTT . Для случая посимвольной ffh Для повышения достоверности приёма информа- ППРЧ символ МПЧТ передаётся один раз (K =1) accum ции применяется комплексный подход, сочетающий на одной рабочей частоте. способы разнесения приёма в пространстве, по ча- Для множества информационных символов 16-по- стоте и времени [2, 5]. зиционного сигнала МПЧТ (16-FSK)CC =0, 1, …, 15 ii Для радиолиний с ППРЧ, применяемым для до- с учётом номинала центральной радиочастоты спек- ведения информации до морских объектов, характер- тра сигнала МПЧТ fff , определяющегося значением rad но использование способов временного и частотного ПСП, получим отображение для значения радиоча- разнесения приёма. Композиция этих способов, со- стоты, на которой будет излучаться радиоимпульс, вместно с быстрой ППРЧ, образует частотно-вре- соответствующий информационному символу CC: i менную матрицу (ЧВМ), в которой рабочая частота (cid:11) M (cid:7)1(cid:14) выбирается из поддиапазона ППРЧ FFF по закону f (cid:2)(cid:17) (C,M, f )(cid:2) f (cid:8)(cid:13)C (cid:7) (cid:16)(cid:9)f (cid:2) f (cid:8) f , псевдослучайной последовательности (ПС П П) (рис. 1). i fr i rad rad (cid:12) i 2 (cid:15) sh rad i (sh) На рис. 1 представлена схема ЧВМ сигнала МПЧТ (cid:19) M (cid:7)1 M (cid:7)1 (cid:22) где f (cid:18)(cid:20)(cid:7) (cid:9)f , ..., (cid:9)f (cid:23);  – отобра- (M-FSK). Один информационный символ переда- i (sh) (cid:21) 2 sh 2 sh(cid:24) fr ётся фрагментом ЧВМ сигнала МПЧТ, состоящего жение значений информационных символов CC во ii из K =5 элементов ЧВМ сигнала МПЧТ; fff , множество значений излучаемых радиочастот сиг- accum sc(1) fff , …, fff – значения ширины полосы частот, в нала МПЧТ fff; fff – значение сдвига частоты между sc(2) sc(L) i sh которой параметры канала связи можно считать од- частотными позициями сигнала МПЧТ; f – зна- i (sh) нородными; fff , fff , fff , …, fff – значения частоты чение сдвига частоты относительно значения цен- i(0) i(2) i(3) i(15) излучаемого символа сигнала МПЧТ, в нижнем ин- тральной частоты спектра сигнала МПЧТ fff . rad дексе в скобках указан порядковый номер информа- Диапазон частот FFF , в котором выполняется П ционного символа сигнала 16-позиционного сигнала ППРЧ для декаметровых радиоканалов связи, со- МПЧТ (16-FSK); одним элементом ЧВМ передаются ставляет единицы мегагерц. Ограничение частот- 4 бита информации. ного диапазонаFFF обусловлено шириной полосы П Время передачи одного символа определяется из пропускания октавных фильтров радиопередаю- выражения щих устройств, а также диапазонными свойствами антенно-фидерных устройств. При скачкообразном T = K TTT , (4) sym accum fh изменении радиочастоты также скачкообразно ме- где K – размер ЧВМ; TTT – время излучения на няется комплексный коэффициент передачи канала accum fh одной рабочей частоте. связи μ. Скачкообразное изменение фазы при ППРЧ l Рассмотрим режим быстрой ППРЧ и, как его приводит к неустойчивому результату вычисления частный случай, посимвольной ППРЧ [5, 6]. Один взаимно корреляционного интеграла. Получить 15 ELSV.RU устойчивый результат его вычисления возможно на вания, учитываются особенности радиоканалов, в временном интервале, на котором не происходит которых предусмотрена защита от преднамеренных смещения фазы (T << ): помех способом ППРЧ в ходе возможного радио- sym corr электронного противоборства. В модели учтены T R (cid:2) s (cid:25) ym(cid:4) (cid:26) Acos((cid:27) t(cid:8)(cid:17) )(cid:8)n(t) (cid:5) cos((cid:27) t)dt, (5) скачкообразное изменение помеховой обстановки, m l m l l m а также АЧХ и ФЧХ декаметрового канала и параме- 0 где  – релеевская случайная величина (модуль зна- тры их изменения во времени, описываемые параме- l чения μ);  – фаза сигнала, поступающего из кана- трами модели Ваттерсона. i ll ла связи;  – циклическая частота принимаемого Схема компьютерной модели, представленная на m сигнала; n(t) – реализация аддитивной гауссовой рис. 2, включает основные структурные элементы: l помехи. источник информации, модулятор сигналов МПЧТ, Если интервал корреляции меньше интервала ин- имитатор радиоканала, демодуляторы сигналов тегрирования (T >  ), то условие (1) не выпол- МПЧТ, вычислительный модуль. sym corr няется и результат вычисления взаимно корреляци- Основные свойства декаметрового радиоканала онного интеграла становится неустойчивым. Тогда определяются параметрами, которые можно пред- оценка средней вероятности ошибки на символ пу- ставить в виде векторов комплексных случайных тем аналитических расчётов на основе выражений величин. Множество комплексных коэффициентов (2) и (3) будет некорректна. передачи μ(t) запишем в виде вектора [1, 7] l На основе проведённого анализа с уч ётом условия (cid:29) (cid:30) (cid:28) (t)(cid:2) (cid:26) (t), (cid:26) (t), ..., (cid:26) (t) , (1) можно получить устойчивую оценку параметра L 1 2 L сдвига аддитивной смеси сигнал/шум при функцио- где  (t)– вектор изL случайных комплексных вели- L нировании канала связи в режиме ППРЧ, выполнив чин μ(tt); μ(tt) – комплексный коэффициент передачи l l условие l-го поддиапазона. При функционировании в режиме ППРЧ каждому TTT <<  . (6) fh corr временному интервалу длительностью TTT ставится fh Выражение для оценки с учётом соотношения (6) в соответствие μ(t). l определим с помощью суммы взаимно корреляци- Спектральная плотность мощности аддитивного онных интегралов в виде белого гауссова шума в диапазоне частот, в котором выполняется ППРЧ, неоднородна и может быть R (cid:2) K (cid:10)(cid:10)accum (k(cid:8) (cid:25) 1)T fh(cid:4) (cid:26) Acos((cid:27) t(cid:8)(cid:17) )(cid:8)n(t) (cid:5) cos((cid:27) t)dt. (7) определена вектором m k(cid:2)1 kT fh l m l l m (cid:31) L (t)(cid:2) (cid:29) n 1 (t), n 2 (t), ..., n L (t) (cid:30) , Принимая во внимание изложенное, решение за- где  (t) – вектор значений спектральной плотности L дачи оценки средней вероятности ошибки на символ мощности аддитивной гауссовой помехи для каждого для декаметрового канала связи, функционирующе- из L поддиапазонов ППРЧ. го в режиме ППРЧ в условиях априорной неопреде- Априорная неопределённость параметров дека- лённости параметров, аналитическими способами метрового канала связи функционирующего в ре- затруднено. В связи с этим целесообразно провести жиме ППРЧ, вероятностное изменение этих пара- оценку на основе имитационного моделирования. метров во времени и в частотной области с учётом Модель декаметр ового канала связи позволяет учи- их скачкообразного изменения при перестройки тывать стохастическое изменение параметров среды частоты, а также неоднородность спектральной мощ- распространения и их неоднородность во всей по- ности аддитивного гауссова белого шума в диапазоне лосе частот, в которой выполняется ППРЧ [7]. частот, в котором выполняется ППРЧ, могут быть представлены векторным оператором МОДЕЛЬ ПОМЕХОЗАЩИЩЁННОГО РАДИОКАНАЛА (cid:29) (cid:30) ДЕКАМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА С ППРЧ L (t)(cid:2) (cid:28) L (t),(cid:31) L (t) . Для оценки статистических свойств функционалов, применяемых в демодуляторах для различения сиг- Начальная фаза сигнала, поступающего из кана- налов МПЧТ, разработана компьютерная модель ла связи, представляет собой случайную величину, помехозащищённого декаметрового канала связи с распределённую равномерно на интервале [0; 2), ППРЧ. Модель выполнена в виде класса объектно- которая определяется фазочастотной характеристи- ориентированных языков программирования высо- кой коэффициента передачи μ(tt) l-го поддиапазона, l кого уровня, что позволяет интегрировать модель в выбранного в соответствии со значением ПСП. Учи- другие программные продукты. тывая условие (4) и выражение (7), выберем длитель- В предлагаемой модели развивается предложен- ность интервала интегрирования много меньшим ный в работе [8] способ имитационного моделиро- интервала корреляции TTT <<  . Оценку параметра fh corr 16 ЭЛЕКТРОСВЯЗЬ |1|2025 СЕТИ И СИСТЕМЫ СВЯЗИ Рисунок 2 Имитационная модель декаметрового канала связи с ППРЧ сдвига распределения аддитивной смеси сигнала и Выполнив интегрирование, получим оценку помехи на временном интервале TTT можно опреде- fh K (cid:11)T (cid:14) лить по формуле ! (cid:2) (cid:10)accum(cid:28) (cid:13) fh (k) (cid:16)(cid:8)n, (k(cid:8)1)T fh(cid:4) (cid:5) m k(cid:2)1 L (cid:12) (cid:13) 2 (cid:15) (cid:16) l ! (cid:2) (cid:25) (cid:28) cos((cid:27) t)(cid:8)n(t) cos((cid:27) t)dt (cid:2) k,m L m l m где T – длительность элемента ЧВМ сигнала kT fh МПЧТ fh (((k,)) излучаемого на одной рабочей частоте (в (k(cid:8)1)T (k(cid:8)1)T (cid:2) (cid:25) fh (cid:28) cos2((cid:27) t)dt(cid:8) (cid:25) fh n(t)cos((cid:27) t)dt. нижнем индексе в скобках указан итератор, по ко- L m l m торому выполняется суммирование). kT kT fh fh Полученная оценка принимаемого сигнала МПЧТ, выполненная посредством корреляцион- Если любой элемент μ(t) вектора  (t) на времен- ного интеграла, зависит от длительности передачи l L ном интервале TTT можно считать постоянным и не сигнала на рабочей частоте TTT , размера ЧВМ K , fh ffh accum зависящим от времениt, то  можно вынести из под значений элементов вектора коэффициентов переда- L знака интеграла. Оценку параметра сдвига распре- чи канала и мощности излучения. Для канала свя- L деления на временном интервале, соответствующем зи с медленными релеевскими замираниями оценка длительности сегмента ЧВМ T =K TTT , можно за- параметра сдвига может быть вычислена как сумма sym accum fh писать в виде корреляционных интегралов, рассчитанных на K accum интервалах длительностью TTT , при TTT <<  . ! (cid:2) K a(cid:10)ccum (cid:7)1(k(cid:8) (cid:25) 1)T fh (cid:28) cos2((cid:27) t)dt(cid:8)n (cid:2) fh fh corr m L m l ИМИТАТОР РАДИОКАНАЛА ДЕКАМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА k(cid:2)0 kT fh С ППРЧ (cid:2) K a(cid:10)ccum (cid:7)1 (cid:28) (k(cid:8) (cid:25) 1)T fh cos2((cid:27) t)dtt(cid:8)n. Имитатор радиоканала формирует АЧХ и ФЧХ, па- L m l раметры которых являются случайными величина- k(cid:2)0 kT fh ми, изменяющимися во времени. 17 ELSV.RU Учитывая положения Рекомендации ITU-R F.1487 Сигнал, прошедший через l-й субканал имитатора [1], а также модель ионосферы IRI-2012, условия рас- на входе демодулятора, можно представить выраже- пространения приближённо можно считать одно- нием родными в пределах полосы 12 кГц. Таким образом, N частотный диапазон, в котором выполняется ППРЧ, Z (t)(cid:2)(cid:10)l (cid:26) (t)S(t(cid:7)% )(cid:8)n(t), (10) l i,l i,l l может быть разделён на поддиапазоны с различными i(cid:2)1 значениями параметров канала. Каждый такой под- где S(t– ) – сигналi-го дискретного луча с време- i,l диапазон в модели реализован в виде программного нем задержки ;  – время задержки (прохождения) i,l i,ll объекта модели многолучевого радиоканала Ваттер- i-го дискретного луча l-го поддиапазона (субканала сона. Далее по тексту объекты имитатора многолу- имитатора);NNN– число дискретных лучей для каждого l чевого радиоканала будем называть субканалами. l-го поддиапазона;n(tt) – аддитивная гауссова помеха l Субканал включает в себя два программных объек- l-го поддиапазона (субканала имитатора). та релеевского канала для каждой магнитоионной Необходимо отметить, что для большинства слу- компоненты и формирует АЧХ и ФЧХ радиоканала. чаев имитационного моделирования многолучевого АЧХ и ФЧХ субканалов меняются во времени и декаметрового радиоканала можно учитывать только являются случайными величинами, к оторые зависят одну из магнитоионных компонент. В таком случае от параметров модели. замирания подчиняются релеевскому закону [1, 2]. В предлагаемой модели по сравнению с предло- Анализируя выражения (8)–(10), следует отме- женным способом моделирования [8] за счёт ис- тить, что уровень сигнала на входе демодулятора – пользования аналитических сигналов и области от- нестационарная случайная величина, которая за- рицательных частот, частота дискретизации снижена висит от коэффициентов передачи μ(t) имитатора l в два раза. радиоканала. Имитатор радиоканала коммутирует программные объекты субканалов по закону ПСП. Одновременно ОЦЕНКА ВЛИЯНИЯ ВРЕМЕННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК функционирует только один субканал имитатора. В КАНАЛА НА СРЕДНЮЮ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ отличие от моделей [9, 10], в предлагаемой модели Соотношение периода временной корре ляции  corr изменения радиочастоты в процессе моделирования случайного релеевского процесса и времени переда- не происходит, что позволяет выбрать частоту дис- чи информационного символа T имеет фундамен- sym кретизации постоянной для всех субканалов. тальное влияние на помехоустойчивость радиокана- Коэффициент передачи l-го субканала определя- лов с общими и интерференционными замираниями ется из выражения [2]. Априорная неопределённость коэффициента (cid:26) (cid:2)(cid:26) ej#2"f ds(a) t (cid:8)(cid:26) ej#2"f ds(b) t, (8) передачи канала связи с ППРЧ μ ll во временной и i,l i,l (a) i,l (b) частотной областях ограничивает длительность ин-   где f , f – случайные значения сдвига частоты тервала некогерентного накопления комплексной ds(a) ds(b) доплеровского рассеивания для двух магнитоионных огибающей сигнала TTT << (6). fh corrr компонент;  , – случайные значения ком- В целях определения зависимости средней ве- плексных коэф i,l ф (a) ици i,l ( е b) нтов передачи для двух магни- роятности ошибки на символ P от размера ЧВМ serr тоионных компонент. сигнала выполнено исследование предложенной Тогда энергетический спектр коэффициентов модели путём сравнения результатов аналитических передачи μ можно записать в виде [1] расчётов и моделирования для наиболее подробно i,ll (cid:4) (cid:5) изученной и представленной в научной литературе (cid:11) 2(cid:14)(cid:14) (cid:13)(cid:7) f (cid:7) f (cid:16) модели радиоканала с медленными релеевскими за- G (f)(cid:2) 1 exp(cid:13) ds i,j(a) (cid:16)(cid:8) мираниями, аддитивной гауссовой помехой и слу- i,j A 2"$ (cid:13) 2$2 (cid:16) чайной фазой [2]. i,j (a) i,j (a) (cid:12) (cid:13) i,j(a) (cid:15) (cid:16) Рассмотрим результаты моделирования для од- (cid:11) (cid:4) (cid:5) 2(cid:14) (9) ного функционирующего субканала имитатора. В 1 (cid:13)(cid:7) f (cid:7) f ds (cid:16) таком случае ППРЧ не выполняется, а значение ко- (cid:8) exp(cid:13) i,j(b) (cid:16), эффициента передачи канала (8) определяется ре- A 2"$ (cid:13) 2$2 (cid:16) i,j (b) i,j (b) (cid:12) (cid:13)(cid:13) i,j(b) (cid:15) (cid:16) леевской случайной величиной, спектр случайного процесса которой ограничен согласно (9). В процессе моделирования итеративно увеличи- где A , A – коэффициенты затухания;  ,  – i,l (сa)редн i, и l (bе) квадратичные отклонения доплер i, о l (aв)- вался размер ЧВМ K accum ={1, 2, …, 11}, соответст венно i,l пропорционально увеличивалось и время передачи ско(bг)о рассеивания; f , f – средние значения ds ds одного символа T = K TT . Также выполнено ус- доплеровского рассеи i в ,l( а a) ния i д ,l(b л ) я каждоймагнитои- ловие (6) TTT <<  sy . m Для a c к cu а m жд fh ой итерации K про- онной компоненты. изведена пе ffh редач co а rr 4 000 информационных си a м ccu в m олов. 18 ЭЛЕКТРОСВЯЗЬ |1|2025 СЕТИ И СИСТЕМЫ СВЯЗИ Сигнал МПЧТ проходит имитатор радиоканала и де- Рисунок 3 модулируется в двух некогерентных демодуляторах. Оценки средней вероятности ошибки на символ, полученные с помощью имитационного моделирования для Первый демодулятор выполняет интегрирование каналов без ППРЧ (а) и с ППРЧ (б) на временном интервале TTT , полученные оценки ffh суммируются с помощью формулы (7), решение о значении информационного символа принимается в решающем устройстве демодулятора по крите- рию максимума оценки. Второй демодулятор вы- полняет интегрирование на временном интервале T = K TT (5), решение о значении информацион- sym accum fh ного символа принимается в решающем устройстве демодулятора также по критерию максимума оценки. В вычислительном модуле выполняется сравнение информационных символов от источника информа- ции и двух демодуляторов. По результатам сравнения вычисляется средняя вероятность ошибки на символ для каждого значения размера ЧВМ K (рис. 3). accum Моделирование при размере ЧВМ (K =1) пока- accum зало, что при T << результаты моделирования sym corrr совпадают с результатами аналитических вычисле- ний в соответствии с выражением (3). Для ите раций, когда размер ЧВМ K > 1 и вре- accum мя передачи одного символа превышает интервал а) временной корреляции T >  , значения оценок sym corr средней вероятности ошибки на символ P , полу- ser ченные по результатам аналитических вычислений в соответствии с выражением (3) и по результатам моделирования, отличаются (см. рис. 3, а). Моделирование подтверждает, что взаимно кор- реляционный интеграл на временном интервале T становится неустойчивым по причине флуктуа- syym ции фазы сигнала. Средняя вероятность ошибки на символ P с увеличением времени передачи одного serr информационного символа начинает возрастать (см. рис. 3, а). Для демодулятора, выполняющего оценку на основе суммы значений корреляционных инте- гралов, вычисленных на интервалах TTT << , с уве- fh corrr личением размера ЧВМ K среднюю вероятность accum ошибки на символ P можно сделать сколь угодно serr малой (см. рис. 3, а). Таким образом, разработанная модель позволяет определить длительность временного интервала, на б) котором оценка параметра остаётся устойчивой для различных условий распространения радиоволн [1]. На графике на рис. 3, бб представлены результаты длительности передачи информационного символа моделирования процесса передачи информации в T становится неустойчивым. sym режиме ППРЧ. Параметры субканалов имитатора При одинаковых установленных параметрах сред- выбраны одинаковыми и соответствуют двухлуче- него отношения сигнал/шум на символ h2 8 дБВт 0 вому каналу с интерференционными частотно-се- для каналов связи с ППРЧ и без ППРЧ средняя ве- лективными замираниями, коэффициенты передачи роятность ошибки на символ P для канала с ППРЧ serr субканалов имитатора μ(t) | l{1, 2, …, L} являются при размере ЧВМ K > 1 меньше, чем для канала l accum независимыми случайными величинами. При вы- без ППРЧ. Это объясняется тем, что при функциони- полнении ППРЧ фаза сигнала между двумя сосед- ровании в режиме с ППРЧ вероятности ошибок при ними элементами ЧВМ сигнала МПЧТ меняется приёме двух смежных символов декоррелируются, а скачкообразно. По этой причине результат вычис- следовательно, уменьшается вероятность возникно- ления взаимно корреляционного интеграла (5) на вения пакетов ошибок. 19 ELSV.RU Результаты моделирования подтверждают ранее налов и помех неоднородность параметров среды сделанный вывод о том, что расчёт корреляционного распространения в сравнительно широком диапа- интеграла целесообразно проводить на длительно- зоне частот. Применяемые показатели оценки эф- сти TTT . При этом необходимо, чтобы выполнялось фективности чувствительны к изменению входных fh условие TTT <<  . Тогда с увеличением размера параметров модели. Разработанная модель позво- fh corr ЧВМ можно минимизировать среднюю вероятность ляет снять часть ограничений на параметры модели ошибки на символ (см. рис. 3, бб). радиоканала с релеевскими замираниями, оценить показатели эффективности демодуляторов и срав- ЗАКЛЮЧЕНИЕ нить статистические свойства применяемых в де- Предложенная имитационная модель для исследо- модуляторах функционалов оценки в зав исимости вания помехоустойчивости декаметровых радио- от изменения входных параметров модели. Модель каналов, функционирующих в режиме псевдослу- позволяет получить результаты, не противоречащие чайной перестройки рабочей частоты, в отличие от теории электрической связи, и достоверно отражает известных моделей, позволяет учитывать в услови- особенности принятых научным сообществом мате- ях априорной неопределённости параметров сиг- матических моделей. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1.Recommendation ITU-R F.1487 (05/2000). 5. Борисов, В.И.Помехозащищенность ла с ППРЧ / заявители и патентообладатели Testing of HF modems with bandwidths of up систем радиосвязи с расширением спек- Малютин А.А., Нечаев Е.Б., Меркулов Д.В., to about 12 kHz using ionospheric channel тра сигналов методом псевдослучайной Радько П.Н. – № 2010123573/09; заявл. simulators. перестройки рабочей частоты / В.И. Бо- 09.06.2010; опубл. 10.01.2011, бюл. № 21. 2. Финк, Л.М. Теория передачи дискрет- рисов, В.М. Зинчук, А.Е. Лимарев. – М.: 9. Филатов, В.И. Комплексная оценка ных сообщений / Л.М. Финк. – М.: Совет- РадиоСофт, 2008. – 512 с. показателей помехоустойчивости совре- ское радио, 1970. –496 c. 6. Дворников, С.В. Теоретическое обо- менных и перспективных систем пере- 3. Дворников, С.В.Программный симуля- снование синтеза ансамбля биортогональ- дачи информации и связи / В.И. Филатов, тор ионосферного радиоканала дека- ных сигналов с повышенной помехоустой- А.В. Сухов, М.А. Зайцев, А.А. Генов // Жур- метрового диапазона / С.В. Дворников, чивостью / С.В. Дворников, Д.А. Кузнецов, нал радиоэлектроники. – 2020. – № 9. А.А. Балыков, Г.Р. Овчинников // Информа- Д.А. Кожевников и др. // Вопросы радиоэ- 10. Ma, B. Simulation of Implementation ция и Космос. – 2019. – № 3. – С. 6-12. лектроники. Серия: Техника телевидения. – of DS/FH Hybrid Spread Spectrum 4. Дворников, С.В.Оценка помехозащи- 2015. – № 5. – С. 16-20. Communication System / B. Ma, Y. He, H. Ma, щённости линий радиосвязи с медленной 7. Быков, В.В. Цифровое моделирование C. Yu // MATEC Web of Conferences. – псевдослучайной перестройкой рабочей в статистической радиотехнике / В.В. Бы- 2018. – Vol. 232. частоты / С.В. Дворников, М.А. Семисо- ков. – М.: Советское радио, 1971. – 326 с. Получено 12.12.24 шенко, Я.И. Домбровский и др. // Инфор- 8.Патент RU 101298 U1. Российская Феде- мация и Космос. – 2016. – № 4. – С. 11-14. рация, МПК H04B 7/00. Имитатор КВ кана- Methodological basics of simulation modeling of interference-proof decameter range radio channel A.A. Katanovich, RC TTaI RIOSR MESC Navy “Naval Academy”, chief scientific officer, professor, Dr.Sci.(Tech.); andrei.katanovitch@yandex.ru E.V. Pykov, RC TTaI RIOSR MESC Navy “Naval Academy”, adjunct; eugene354057@list.ru V.A. Tsyvanyuk, RC TTaI RIOSR MESC Navy “Naval Academy”, senior researcher, Ph.D.; ciwoniuk@mail.ru Abstract.The article considers the issues of assessing the reliability of radio reception of decameter radio channels with pseudo-random radio frequency hopping. A simulation computer model is proposed that allows assessing the reliability of signal reception under conditions of a priori uncertainty of the communication channel parameters. It is shown that simulation modeling can be considered as one of the main methods for studying the functioning of decameter range radio channels, as well as assessing performance indicators. Keywords: average error probability per symbol, multi-position frequency telegraphy, general fading, interference fading, multipath propagation. 20 ЭЛЕКТРОСВЯЗЬ |1|2025 СЕТИ И СИСТЕМЫ СВЯЗИ Оптимизация области применимости частной методики оценки напряжённости электромагнитного поля случайных помех декаметровой радиолинии Н.Н. Семерков, АО «Российский институт мощного радиостроения», ведущий научный сотрудник, Военный институт ДПО ВУНЦ ВМФ «ВМА», преподаватель, к.воен.н.; vh77@mail.ru